c# pdf reader itextsharp : Delete pages from pdf reader control application platform web page html .net web browser Switchmode_Power_Supply_Handbook_3rd_edi21-part488

the flyback winding P3. In this position it isolates the collector of the switching transistor 
from the interwinding capacitance in T1 during the turn-on edge of Q1.
The DC supply to the auxiliary converter is taken from the main 300-V line via R1 and 
R2, which have been selected so that input link changes for dual input voltage operation 
will not affect the operating conditions of ZD1. Further, an extra transistor Q2 has been 
added to the base of the converter transistor Q1 to permit external synchronization of the 
converter frequency.
It should be noted that the frequency may only be synchronized to a higher value, as Q2 
can terminate an "on" period early, but cannot extend an "on" period. Turning on Q2 results 
in immediate flyback action for each sync pulse, giving higher-frequency operation.
Figure 1.23.3 shows a more efficient version of the previous circuit, in which the loss 
incurred in the feed resistors R1 and R2 has been eliminated by using a separate bridge 
rectifier D5-D8 to supply the converter. This arrangement is particularly useful for dual 
110–220-V applications, as the rectifiers D5-D8 are effectively fed with 110 V for both 
positions of the voltage selector link; that is, for both 110- and 220-V operation. This effec-
tive 110-V ac line is also used in this example to supply the 110-V cooling fan. Hence, the 
same fan may be used for both input voltages. (To meet the safety requirements, the insula-
tion rating for the fan must be suitable for the higher-voltage conditions.)
Note: When operating from 220-V line inputs, the link to the center of C1-C2 is removed. 
Under this condition, the load on the 300-V DC line must exceed the fan and auxiliary 
loading, to ensure DC restoration of the center point of C1-C2. Hence this circuit is suitable 
only for applications in which a minimum load is maintained on the output. Capacitors C1 
and C2 must be selected to accommodate the additional ripple current loading provided by 
the fan and the auxiliary converter, although this will probably be a small percentage of the 
total loading in most applications.
FIG. 1.23.2 Stabilized auxiliary power converter of the self-oscillating flyback type, with energy recovery 
windingP3 and synchronization input Q2.
Delete pages from pdf reader - remove PDF pages in C#.net, ASP.NET, MVC, Ajax, WinForms, WPF
Provides Users with Mature Document Manipulating Function for Deleting PDF Pages
cut pages from pdf online; delete page from pdf acrobat
Delete pages from pdf reader - VB.NET PDF Page Delete Library: remove PDF pages in vb.net, ASP.NET, MVC, Ajax, WinForms, WPF
Visual Basic Sample Codes to Delete PDF Document Page in .NET
acrobat export pages from pdf; delete blank page in pdf online
When the main converter is operating, it is clear that a winding on the main converter 
transformer can provide the auxiliary supply needs. However, some means are required to 
provide the auxiliary power to the control circuits during the start-up phase. The following 
chapter describes a number of starting methods.
1. Explain why the characterictics of the auxiliary power supply systems are sometimes 
fundamental to the operation of the main power section.
2. What is the major disadvantage of using small 60-Hz transformers for auxiliary power 
23.9.1 Using a High-Frequency Sine Wave Power Distribution System
The previously described auxiliary power systems use hard switching methods (square 
waves). A disadvantage of such systems is that they have fast switching edges, and there is 
a tendency for high-frequency noise to be radiated and coupled into the distribution lines 
and transformers that feed the various parts of the host control system.
Modern large power systems now tend to use embedded microcontrollers and industrial 
interface systems, linking them to other power supplies and computer control systems. 
Such systems often use multiple PCBs and may require several different and isolated local 
FIG. 1.23.3 Auxiliary power converter of the self-oscillating flyback type with a 110-V ac cooling fan supply, 
suitable for use with 110-V ac fans in dual input voltage applications.
C# PDF File & Page Process Library SDK for C#.net, ASP.NET, MVC
VB.NET Page: Insert PDF pages; VB.NET Page: Delete PDF pages; VB.NET Annotate: PDF Markup & Drawing. XDoc.Word for XImage.OCR for C#; XImage.Barcode Reader for C#
add and delete pages in pdf online; delete page from pdf preview
C# PDF Page Insert Library: insert pages into PDF file in C#.net
how to merge PDF document files by C# code, how to rotate PDF document page, how to delete PDF page using C# .NET, how to reorganize PDF document pages and how
delete blank page from pdf; delete pdf pages ipad
ancillary power supplies. Clearly, it would be very undesirable to have any high-frequency 
noise injected into internal or external ancillary power and control lines.
Although good layout and filtering may reduce the unwanted noise in hard switching 
systems to acceptable limits, a more effective approach is to use a high-frequency sine wave 
system that does not have fast switching edges and hence does not generate excessive high-
frequency noise. In this chapter we examine a suitable 20-watt sine wave system.
Figure 1.23.4 shows a block diagram of the proposed 20-watt semi-stabilized 50-kHz sine 
wave distributed power system.
FIG. 1.23.4  shows  the  block diagram  of a regulated  distributed  ancillary power system 
intended to provide multiple, distributed and isolated auxiliary supplies to multiple control 
PCBs in a large power system. Sine wave power is distributed via two pin connectors and 
twisted pairs at 50 kHz, 20 volts. This provides for low-noise, semi-regulated local supplies on 
eachPCB, using local, small, high-frequency transformers and secondary rectifiers.
In the proposed system, we assume a single phase line input on the left, derived from 
two phases of a 208V 60Hz three phase system, or a single phase system. This is rectified 
and voltage stabilized in Block 1 to provide a regulated 215 volts DC. This DC is applied to 
the input of a 50-kHz sine wave inverter in Block 2. The inverter outputs a semi-regulated 
20-volt RMS 50-kHz sine wave to drive a range of output modules providing the needs of 
the various sub-sections of the overall system. Although only four sub-modules are shown, 
clearly more or fewer modules can easily be provided, limited only by the system needs and 
the total power limitation of 20 watts.
VB.NET PDF Page Insert Library: insert pages into PDF file in vb.
Page: Insert PDF Pages. |. Home ›› XDoc.PDF ›› VB.NET PDF: Insert PDF Page. Add and Insert Multiple PDF Pages to PDF Document Using VB.
delete pages from pdf; delete blank pages in pdf files
VB.NET PDF delete text library: delete, remove text from PDF file
Visual Studio .NET application. Delete text from PDF file in preview without adobe PDF reader component installed. Able to pull text
add or remove pages from pdf; delete pages from pdf document
The main advantage of providing a 20-volt 50-kHz sine wave output is that the trans-
formers in the sub-modules can be quite small and efficient. The 50-kHz sub-module 
transformers provide isolation and reduce common mode noise. Further, the secondaries 
can have any voltage required by the sub-module, and an unlimited number of isolated 
outputs can easily be provided. Further, with the output windings isolated from the input, 
and by using sine wave drive with low harmonic content, the electrical noise on the outputs 
and distribution lines is very low. 
A typical application for a system of this type is shown in the supplementary section 
Part 4, Chap. 3, in which the 10-kW power system described has eleven separate PCBs that 
are provided with a wide range of isolated ancillary supplies, ranging from 3 volts through 
5 volts, plus and minus 12 volts, plus and minus 15 volts, 18 volts, and 24 volts.
The 50-kHz, 20-volt RMS output from the inverter (Block 2) is best connected to the 
various PCBs using two pin connectors and twisted pairs to minimise radiation. However, 
good results have been obtained using two adjacent lines of a ribbon cable with a grounded 
line each side.
We will now consider the details of the various building blocks starting at the left with 
Block 1 the "DC Regulator Section."
Figure 1.23.5 shows the 60 Hz line input, the rectifiers, and the series linear regulating 
circuit. Diodes D1 through D4 and C1 rectify the nominal 208 volt 60 Hz input to 
provide a nominal 300 volts DC at node "A," the input to the linear regulator IGBT Q1. 
FIG. 1.23.5 shows the schematic for the 60Hz single phase line rectifier, open loop linear 
regulator, and current limit section of the 20-watt pre-regulator for the 50-kHz sine wave 
inverter shown in Fig. 1.23.8. The inverter is used to provide the high-frequency distribu-
tion lines to local on-board transformers, producing isolated, multiple DC outputs for 
various control functions in a distributed ancillary network.
C# PDF Page Rotate Library: rotate PDF page permanently in C#.net
batch changing PDF page orientation without other PDF reader control. NET, add new PDF page, delete certain PDF page, reorder existing PDF pages and split
best pdf editor delete pages; delete page in pdf file
C# PDF delete text Library: delete, remove text from PDF file in
Delete text from PDF file in preview without adobe PDF reader component installed in ASP.NET. C#.NET PDF: Delete Text from Consecutive PDF Pages.
delete a page from a pdf; delete page from pdf
Resistors R1, R2, and R3 provide current to the zener diode chain Z1, Z2, and Z3 to 
develop about 220 volts at node "B" with respect to the common input at node "E". This 
voltage is applied to the gate of the IGBT Q1 to produce an output via R7 at node "D" 
of 215 volts. This voltage is open-loop stabilized by the zener diode chain and the IGBT 
buffer to maintain the voltage near constant for load current and line voltage changes.
23.11.1 Output Voltage Regulation
Figure 1.23.6 shows the start-up characteristics and output voltage at node "D," for input 
voltages from zero to 250 VDC. Good output voltage regulation is seen for the normal 
working voltage range, from 250 VDC through 400 VDC.
FIG. 1.23.6 shows the DC voltage regulation at the output of the linear regula-
tor at node "D," for input voltages measured at node "A" in the range zero to 
400 volts. Notice the linear transfer ratio from zero to 250 volts, followed by 
good output regulation at 215 volts for inputs from 250 to 400 volts DC. The 
characteristic provides a good low-voltage start up action for the 50 kHz sine 
wave inverter section shown in Fig. 1.23.8, and good voltage regulation over 
the working range.
23.11.2 Fold-back Current Limiting
In Fig. 1.23.5, we see that the load current flows through the current-sensing resistor 
R7 to the output at node "D," so that the voltage across R7 is proportional to the load 
current. Overload current limiting is provided by R7 and Q2. The output voltage at node 
VB.NET PDF Page Extract Library: copy, paste, cut PDF pages in vb.
C:\test1.pdf") Dim pdf2 As PDFDocument = New PDFDocument("C:\test2.pdf") Dim pageindexes = New Integer() {1, 2, 4} Dim pages = pdf.DuplicatePage(pageindexes
delete pages pdf file; delete a page from a pdf file
C# PDF Page Extract Library: copy, paste, cut PDF pages in C#.net
C#.NET PDF Library - Copy and Paste PDF Pages in C#.NET. Easy to C#.NET Sample Code: Copy and Paste PDF Pages Using C#.NET. C# programming
delete pages from a pdf reader; delete a page from a pdf in preview
"D" decreases with increasing load current, with respect to the voltage at node "C." This 
decrease in voltage is applied directly to the emitter of Q2 while the base of Q2 (node 
"F"), is maintained constant at minus 2.2 volts with respect to node "C" via R4. When 
the voltage on Q2 base exceeds the emitter by 0.6 volts, Q2 turns "on" progressively, 
diverting the gate drive away from Q1 to prevent any further increase in current as the 
load resistance decreases. As a result, the output voltage decreases. Resistors R5, R6, and 
R7 produce the 2.2-volt negative bias at node "F" such that the voltage across R7 must 
exceed 2.8 volts (130 ma in 22 ohms), before Q2 can begin to turn "on." As the output 
voltage drops under current limiting, the negative bias at "F" decreases such that Q2 turns 
"on" harder, and the current limit is reduced to give a "fold-back" current limiting charac-
teristic. This fold-back action reduces the stress in Q1 under short circuit conditions.
Figure 1.23.7 shows good output voltage regulation for the normal working load range 
from zero to 100 mA, and current limiting above 130 mA (a load of 1,600 ohms). For 
overload conditions above 130 mA, a fold-back current limit characteristic is shown for 
load resistances from 1,600 ohms down to zero (a short circuit). The current limit point at 
130 mA is there to provide a working margin; the current under normal conditions should 
not exceed 100 mA.
FIG.  1.23.7 shows the load regulation  and foldback current  limiting 
action for the open loop linear regulator shown in Fig. 1.23.5. Notice the 
good load regulation in the working range from zero to 100 milliamps 
(21.5 watts). Overloads above 130 milliamps drive the unit into foldback 
current limiting. The nominal dissipation in Q1 is 8.5 watts at full load, 
compared with a short circuit dissipation of 27 watts. For extended pro-
tection under short circuit conditions thermal shutdown may be required, 
depending on the size and efficiency of the heat sink.
Although the open loop regulator design is relatively simple, it can be seen from 
Fig. 1.23.6 and 1.23.7 that it has a good start up characteristic, and provides adequate 
performance for this application.
Since the input voltage to the sine wave inverter is stabilized at 215 volts, the 50-kHz 
output from the converter will be semi-stabilized to within acceptable limits, such that it can 
be used for many ancillary applications without needing any additional regulation.
In its simplest form, a high-frequency self-oscillating sine wave converter is not difficult to 
design and implement. Such systems are in common use for electronic ballasts. This type 
of inverter is described more fully in the Supplementary section Part 4, Chap. 2 under the 
heading "Resonant And Quasi Resonant Power Supplies." 
Figure 1.23.8 shows the basic schematic for a non-regulated, current fed, self-oscillating, 
sine wave inverter, designed to run at a nominal 50 kHz from the stabilized 215 VDC supply. 
Since the input voltage is stabilized, it will be shown that with this type of inverter, the 
50-kHz 20-volt output will be also be semi-stabilized. 
FIG. 1.23.8 shows the schematic for the current fed, self-oscillating, sine wave inverter. This sim-
ple inverter provides an output voltage that is a direct linear function of the input voltage. With 
a voltage stabilized input, the output will also be semi-stabilized. The transformer secondary S1 
provides 20 volts RMS at 50 k Hz to drive several remotely located high-frequency transformers 
and rectifier circuits, thus providing isolated and semi-regulated DC voltages to various control 
circuits in the main system.
23.12.1 Input Choke L1
We describe the type of inverter shown in Fig. 1.23.8 as being "current fed" because the 
input current flows through the input choke L1, which is sized such that the ripple current at 
the working frequency is typically less than 10% of the full load input current. For simplicity 
in this example, the input current will be considered essentially constant at the mean work-
ing current defined by the 20 watt load.
The term "choke" will  be used for L1, rather than inductor, because a relatively 
large DC current flows in the winding. There is also a large ac voltage stress across 
the choke.
The input choke has two optional positions, L1 or the alternative position LA. We 
will first consider the choke in position L1, since the circuit function is best understood 
this way. We will see later that the optional position LA does not change the function 
and will reduce capacitive coupling from primary to secondary windings, reducing 
output noise. 
23.12.2 Choke Waveform and Peak Output Voltage
With L1 chosen to be large (typically 5 mH or more), the current in L1 can be considered 
constant throughout a cycle. The 215 volt DC input is applied to left of L1, and nearly 
constant current flows through it into the center tap of the transformer/inductor T1 at node 
"A." The actual current depends on the applied load and losses. (In this example, the current 
in L1 is near 100 mA at 20 watts load).
The choke input voltage is 215 volts DC at node "D" and the voltage waveform at 
the output of the choke at node "G" is shown in Fig. 1.23.9(B). It will be shown that this 
haversine waveform is well defined by the resonant action of the tank circuit formed by 
the inductance of P1 and P2, and C2. Further, the peak voltage at node "G" is also well 
defined, because the steady state forward and reverse volt seconds impressed across L1 are 
constrained to equate in the longer term to maintain constant input current. (See more in 
Part 4, Chap. 2).
23.12.3 Start Up
On start up, 215 volts DC appears at node "G" and current flows via R1 to the base of tran-
sistors Q1 and Q2. Diodes D3 and D4 block current flow to common node "E."
The transistor with the highest gain will start to turn "on" (say Q2). As Q2 turns "on" 
the voltage at the finish of winding P2 (node "J") will go low, and the starts of all windings 
will go high. Hence, winding S1 start (node "K") takes R3 and the base of Q2 to an even 
higher voltage, giving regenerative turn "on" action for Q2. This starts a resonant half cycle 
of operation as shown in Fig. 1.23.9(A).
Notice that the voltage on the base of Q2 with respect to common cannot exceed 
the base emitter voltage of Q2, plus the diode drop of D2. This clamps the base voltage 
to about 1.2 volts at node "K." Since the voltage developed across S1 at mid cycle is 
about 10 volts, the clamping action at node "K" forces the finish of S1 to go negative 
by about 8.8 volts, turning Q1 hard "off." This waveform is shown in Fig. 1.23.9(C). 
At the same time D3 conducts, taking the top end of L2 negative while D4 blocks. 
Current now flows upwards through L2 and R2, forming an inductive current loop from 
S1 start via R3, Q2 base-emitter, D2, L2, R2, D3 and through the S1 winding, back 
to the start of S1. At this stage of the cycle, we now have Q2 fully saturated "on," and 
Q1 fully "off."
The current established in the 1 mH inductor L2 will continue to flow by inductive 
action in the upwards direction throughout a cycle, limited only by R2 and the mean nega-
tive voltage at the top end of L2. During steady state operation, this current is the main drive 
to Q1 or Q2 during the turn-"on" action.
23.12.4 Resonant Action
With Q2 "on" and its collector near zero volts, the 215 volt supply and L1 continue to force 
current into the center tap of T1 (node "G"), and by resonant action the start of all windings 
will follow a half sine wave action, as shown in Fig. 1.23.9(A). At the end of the half cycle 
the voltage on all windings will be zero, and will start to reverse such that the finish of S1 
will now go positive and the start negative. The previously established current up through 
L2 will now flow via D4, Q1 base-emitter, and D1 back to the lower end of L2. This cur-
rent, together with the current from R1 and S1 finish, now turns Q1 "on." The negative 
voltage on S1 start now turns Q2 "off" as D4 conducts. As before, this regenerative action 
is reinforced by the voltage generated across S1. A second half cycle is now established 
with Q1 fully "on" and Q2 fully "off," and a half sine wave voltage will appear on the finish 
of primary P2 at node "J." The voltage across the two primary windings (and hence across 
C2) is as shown in Fig. 1.23.10(A).
FIG. 1.23.9 shows the waveforms to be expected from the 
inverter circuit with, respect to the common line node "E" 
with the input choke in the L1 position and LA not fitted. 
The first trace (A) is the half sine wave seen at node "H" (Q1 
drain). A similar waveform will be found at node "J" (Q2 
drain). The second trace (B) is found at node "G" (the output 
of the choke L1, and the center tap of the transformer). The 
third trace (C) is found at node "K" (or the base of either Q1 
or Q2). The forth trace (D) is the current in the transformer 
primaryP1 or P2, and the final trace (E) is the collector cur-
rent of Q1 or Q2.
FIG. 1.23.10 shows the waveforms expected across the tank circuit 
(the voltage across C2) node "H" to node "J." (A similar voltage 
will be found across the output winding S2, but the amplitude will 
be much smaller).
Tip: To prevent damage to the oscilloscope, make sure it is isolated 
from the inverter line input when making these measurements. Use 
two X100 probes and two channels, with the oscilloscope ground 
on the common line node "E" when making the node "H" to node 
"J" measurement.
As a result of the above action the circuit self-oscillates at the resonant frequency, the 
base drive being provided by feedback winding S1, R1, and the forcing action of L2, with 
Q1 and Q2 switching "on" and "off" at zero voltage with low switching loss.
Tip: You will require a line isolation transformer on the input to the unit (better), or on the 
oscilloscope. Do not connect the oscilloscope ground to node "H" or "J," even with the 
isolation transformer, as these are high-voltage nodes and the oscilloscope will distort 
the waveforms and may even be damaged. Use two x100 probes and two channels, and 
connect the oscilloscope ground (common) to the lower common line of the ballast circuit 
at node "E"(provided the input choke is in position L1).
Special NPN transistors are designed for this application, such as the BUL216 or 
similar. For best results use these special devices, as they are designed for the reverse col-
lector base current that flows in this application during Q1 and Q2 turn-"off" action.
Documents you may be interested
Documents you may be interested