c# pdf reader table : Delete pages out of a pdf file SDK Library API wpf .net web page sharepoint Switchmode_Power_Supply_Handbook_3rd_edi7-part541

1.38
PART 1
Reducing the RF  currents  in the  ground plane at  the source is by far  the best 
approach to EMI elimination. Once these interference currents have been introduced 
into the ground plane, it is very difficult to predict what path they will take. Clearly all 
the high-voltage ac components should be isolated from the ground plane, or if contact 
cooling is required, they should be screened (see Fig. 1.3.4). Transformers should have 
Faraday screens, which should be returned to the input DC lines, to return capacitively 
coupled currents to the supply lines (see Fig. 1.3.5). These RFI screens are in addition 
to the normal safety screens, which must be returned to the ground plane for safety 
reasons. 
Capacitor C4 (Fig. 1.3.3) reduces the differential- or series-mode noise applied to 
the terminals of L1. The major generator of noise in this part of the circuit is the input 
rectifier bridge (as a result of the rectifier reverse recovery current spikes). The series-
mode noise generated by the power switching elements is best decoupled by a capacitor 
C5 close to the point where the noise is generated. In any event, the large electrolytic 
storage capacitors are usually effective in shunting away the majority of any series 
noise that appears between the high-voltage DC lines. In some cases, additional fil-
ter components L4, L5, and C6 (Fig. 1.3.5) are provided to improve the series-mode 
filtering.
3.8 LINE IMPEDANCE STABILIZATION 
NETWORK (LISN) 
Figure 1.3.6 shows the standard LISN, used for the measurement of line-conducted inter-
ference, as specified by CSA C108.8-M1983 Amendment 5, 1983. (Similar networks are 
specified by the FCC and VDE.) In principle the wideband line chokes L1 and L2 divert 
any interference noise currents from the supply into the 50-7 test receiver via the 0.1-μF 
capacitors C3 or C4. The line not under test is terminated in 0.1 μF and 50 7. It is normal 
to test both supply lines independently for common-mode noise, as the user can connect 
the input in reverse or may have isolated supplies. 
FIG. 1.3.5 Preferred positions for primary-to-ground-plane RFI screens.
Delete pages out of a pdf file - remove PDF pages in C#.net, ASP.NET, MVC, Ajax, WinForms, WPF
Provides Users with Mature Document Manipulating Function for Deleting PDF Pages
delete pages in pdf; delete pages from pdf file online
Delete pages out of a pdf file - VB.NET PDF Page Delete Library: remove PDF pages in vb.net, ASP.NET, MVC, Ajax, WinForms, WPF
Visual Basic Sample Codes to Delete PDF Document Page in .NET
delete page in pdf document; delete page in pdf reader
3. ELECTROMAGNETIC INTERFERENCE (EMI) IN SWITCHMODE POWER SUPPLIES
1.39
FIG. 1.3.6 Standard line impedance stabilization network (LISN) as specified for FCC, CSA, and 
VDE conducted-mode line interference testing. 
3.9 LINE FILTER DESIGN 
The design approach used in Secs. 3.4 through 3.8 was to consider the line filter as an 
attenuating voltage divider network for common-mode RF noise. This approach is used in 
preference to normal filter design techniques, as the source and load impedances are not 
definable in the powerline environment. 
The interference noise generator, in switchmode supplies, is very often a high-voltage 
source in series with a high impedance; this tends to a constant-current source. To give 
good attenuation, one of the prime requirements is to convert the constant-current noise 
source into a voltage source. This is achieved by providing a low-impedance shunt path 
at the power supply end of the filter. Hence, powerline filters are not symmetrical or 
matched networks. 
“Network analysis” shows that the greater the mismatch of the filter impedance to the 
source or terminating impedance, the more effective the filter is in attenuating the RF 
interference. 
Referring to Fig. 1.3.3, and assuming a constant current into nodes C and D, the attenu-
ation into the external 50-7 test receiver would be 12 dB/octave provided that inductors L1 
and L2 and capacitors C1 and C2 have good wideband impedance characteristics. Although 
capacitors meeting this criterion can be easily selected, wideband inductors are not so easily 
found and are difficult to design, as they must also carry the supply line currents without 
significant power loss. 
Finally, as shown in Section 3.4, the safety requirements set a limit on the maxi-
mum size of the decoupling capacitors C1 and C2, so that any further increase in the 
attenuation factor of the filter is critically dependent on the value and performance of 
the series inductors L1 and L2. Some design criteria for the filter inductors will now 
be considered. 
VB.NET PDF delete text library: delete, remove text from PDF file
Delete text from PDF file in preview without adobe PDF reader component installed. Able to pull text out of selected PDF page or all PDF document in .NET
delete page on pdf; delete page from pdf preview
C# PDF delete text Library: delete, remove text from PDF file in
Able to pull text out of selected PDF page or all PDF option, The search and delete match rules. -. pageCount, The count of pages that will be deleted a string.
delete blank page in pdf; delete blank pages in pdf files
1.40
PART 1
3.10 COMMON-MODE LINE FILTER INDUCTORS 
Inductor L1 in Fig. 1.3.3 should be considered a special case. For the best common-mode atten-
uation it must have a high common-mode inductance and also carry the 60-Hz supply current. 
To provide the maximum inductance on the smallest core, a high-permeability core 
material will be used. It is normal practice to wind L1 with two windings. These windings 
carry large currents at twice the line frequency, as the rectifier diodes only conduct at the 
peaks of the input voltage waveform.
In other choke designs, this operating condition would require a low-permeability mate-
rial or air gap in the magnetic path to prevent saturation of the core. However, in this appli-
cation, the two windings on L1 are phased such that they provide maximum inductance for 
common-mode currents but cancel for series-mode currents. 
This phasing prevents the core from saturating for the normal 60-Hz differential line 
currents, as these flow in opposite phase in each winding, eliminating the 60-Hz induc-
tion. However, this phasing also results in negligible inductance for series-mode noise 
currents, and additional noncoupled inductors L2 and L3 will sometimes be required to 
reduce series-mode noise currents. 
This is one situation in which a large leakage inductance between the two windings on 
L1 can be an advantage. For this reason, and to meet safety requirements, the windings will 
normally be physically separated and a bobbin with two isolated sections will be used. As 
the low-frequency induction is small, a high-permeability ferrite or iron core material may 
be used, without the need for an air gap. 
Where this type of common-mode inductor is used for the output filter in DC applica-
tions, the series-mode DC components also cancel, and the same conditions prevail. 
The performance of L1 for common-mode noise is quite different. Common-mode 
noise appears on both supply lines at the same time, with respect to the ground plane. The 
large shunt capacitor C2 helps to ensure that the noise amplitude will be the same on both 
lines where they connect to the inductor. The two windings will now be in phase for this 
condition, and both windings behave as one, providing a large common-mode inductance. 
To maintain good high-frequency rejection, the self-resonant frequency of the filter 
inductors should be as high as possible. To meet this need, the interwinding capacitance and 
capacitance to core must be as low as possible. For this reason single-layer spaced windings 
on insulated high-permeability ferrite toroids are often used. The effective inductance of 
the common-mode inductors can be quite large, typically several millihenrys. 
When extra series-mode inductors are used (L2 and L3 in Fig. 1.3.3), the common-
mode inductor L1 can be designed to reject the low-frequency components only, and so 
the interwinding capacitance is not so important. For this application ferrite E cores can be 
used; these have two section bobbins, giving good line-to-line insulation. Inductors L2 and 
L3 must provide good high-frequency attenuation and normally are low-permeability iron 
powder or MPP Permalloy toroids. Single-layer wound chokes on these low-permeability 
cores will not saturate at the line frequency currents. 
The inductance and size of the main common-mode choke L1 depends on the current 
in the supply lines and the attenuation required. This is best established by measuring the 
conducted noise with capacitors C1 and C2 in place but without inductors. The voltage 
and frequency of the largest harmonic are noted, and the inductance required to bring this 
within the limit can be calculated. It then remains to select a suitable core, wire size, and 
turns for the required inductance, current rating, and temperature rise. 
It should be noted that the losses in L1 are nearly all resistive copper losses (I2R
Cu
), as 
the core induction and skin effects are negligible. The design of L1 is an iterative process 
which is probably best started by selecting a core size for the current rating and required 
inductance using the “area-product” approach (see Part 3, Chap. 1). 
C# HTML5 PDF Viewer SDK to view PDF document online in C#.NET
VB.NET comment annotate PDF, VB.NET delete PDF pages, VB.NET can view PDF document in single page or continue pages. Support to zoom in and zoom out PDF page.
cut pages out of pdf file; delete a page from a pdf online
VB.NET PDF- View PDF Online with VB.NET HTML5 PDF Viewer
Auto Fill-in Field Data. Field: Insert, Delete, Update Field. can view PDF document in single page or continue pages. Support to zoom in and zoom out PDF page.
delete page in pdf; delete pages from pdf reader
3. ELECTROMAGNETIC INTERFERENCE (EMI) IN SWITCHMODE POWER SUPPLIES
1.41
3.11 DESIGN EXAMPLE, COMMON-MODE LINE 
FILTER INDUCTORS 
Assume it has been established by calculation or measurement (Sec. 3.10) that a 100-W 
power supply operating from a 110-V ac supply requires a common-mode inductance of 
5 mH to meet the EMI limits. Further assume the power loss in the inductor is not to exceed 
1 percent (1 W) and the temperature rise is not to exceed 30 K (all typical values). 
For a temperature rise of 30 K at 1 W, the thermal resistance of the finished inductor 
(to free air) R
0
is 30 K/W. From Table 2.19.1, at R
0
 30 K/W, a core size of E25/25/7 is 
indicated.
For a 100-W unit with an efficiency of 70% and power factor of 0.63 (typical values for 
a flyback SMPS capacitor input filter), the input current will be 2 A rms at 110 V. 
If the total loss (both windings) is to be 1 W, then I2R  1 and the total resistance R
Cu
of 
the windings must not exceed 0.25 7.
From the manufacturer’s data, the copper resistance factor A
r
for the E25 bobbin is 
32 μ7. The turns to fill the bobbin and give a resistance of 0.25 7 can now be calculated: 
N
R
A
r


r

Cu
turns
025
32 10
88
6
.
Allowing 10% loss for the split bobbin, there will be 40 turns for each side. 
The A
L
factor (inductance factor) for the E25 core in the highest permeability material 
N30 is 3100 nH. The inductance may now be calculated: 
L N A
L


r
r

2
2
9
40
3100 10
4. 96mH
The largest wire gauge that will just fill the bobbin for this number of turns (from the manu-
facturer’s data) is AWG 20. Since the inductance is marginal, the process can be repeated 
with the next larger core. 
3.12 SERIES-MODE INDUCTORS 
The design of the series-mode iron dust or MPP cored inductors is covered in Chaps. 1, 2, 
and 3 of Part 3. 
3.13 PROBLEMS 
1. Explain and give examples of some of the typical causes of conducted and radiated RFI 
interference in switchmode power supplies. 
2. What forms of electrical noise propagation are of most interest to the power supply 
designer?
3. Describe the  difference  between  differential-mode interference  and  common-mode 
interference.
4. Why is it important to reduce interference noise to the minimum? 
5. At what position in the power supply is RFI interference best eliminated? 
6. Why are line filters of limited value in eliminating common-mode line-borne interference? 
C# WPF PDF Viewer SDK to view PDF document in C#.NET
Auto Fill-in Field Data. Field: Insert, Delete, Update Field. extract, copy, paste, C#.NET rotate PDF pages, C#.NET Abilities to zoom in and zoom out PDF page.
delete pages from a pdf document; delete blank pages in pdf
VB.NET PDF replace text library: replace text in PDF content in vb
Able to pull text out of selected PDF page or all PDF document in VB.NET. VB.NET: Replace Text in PDF File. VB.NET: Replace Text in Consecutive PDF Pages.
delete pages from a pdf online; acrobat remove pages from pdf
This page intentionally left blank 
VB.NET PDF - View PDF with WPF PDF Viewer for VB.NET
Auto Fill-in Field Data. Field: Insert, Delete, Update Field. extract, copy, paste, C#.NET rotate PDF pages, C#.NET Abilities to zoom in and zoom out PDF page.
delete pages from pdf without acrobat; delete page pdf
VB.NET PDF File & Page Process Library SDK for vb.net, ASP.NET
document is unnecessary, you may want to delete this page get a PDF document which is out of order on creating, loading, merge and splitting PDF pages and Files
cut pages from pdf file; copy pages from pdf into new pdf
1.43
FARADAY SCREENS 
4.1 INTRODUCTION 
One of the most difficult problems in switchmode power supply design is to reduce the 
common-mode conducted RFI current to acceptable limits. This conducted electrical noise 
problem is mainly caused by parasitic electrostatic and electromagnetic coupling between 
the various switching elements and the ground plane. (The ground plane can be the chassis, 
cabinet, or ground return wire, depending on the type of unit.) 
The designer should examine the layout, identify the areas where such problems may 
exist, and introduce at the design stage the correct screening methods. It is very difficult to 
correct for poor RFI design practices at a later stage. A diagram of typical problem areas for 
parasitic coupling in a flyback SMPS is shown in Fig. 1.4.1. Suitable locations for Faraday 
screens are shown. 
In most applications, Faraday screens will be required where high-frequency, high-
voltage switching waveforms can be capacitively coupled to the ground plane or sec-
ondary outputs. Typical positions would be where switching transistors and rectifier 
diodes are mounted on heat sinks that are in contact with the main chassis. Further, 
where components or wires carry large switching currents, noise can be coupled by 
both magnetic and capacitive coupling. Other likely problem areas are output recti-
fiers, output chassis-mounted capacitors, and the main switching transformer and any 
other drive or control transformers that have capacitive coupling among the primary, 
secondary, and core.
4.2 FARADAY SCREENS AS APPLIED 
TO SWITCHING DEVICES 
When components are mounted on heat sinks that are to be thermally linked to the chassis, 
the normal way of eliminating undesirable capacitive coupling is to place an electrostatic 
screen between the offending component and the heat sink. This screen, normally copper, 
must be insulated from both the heat sink and the transistor or diode, so that it picks up the 
capacitively coupled ac currents and returns them to a convenient “star” point on the input 
circuit. For the primary components, the “star” point will usually be the common nega-
tive DC supply line, close to the switching device. For secondary components, the “star” 
point will normally be the common return to the transformer. Figure 1.4.1 demonstrates 
the principle. 
CHAPTER 4 
1.43
C# PDF Image Redact Library: redact selected PDF images in C#.net
Fill-in Field Data. Field: Insert, Delete, Update Field. extract, copy, paste, C#.NET rotate PDF pages, C#.NET NET control allows users to black out image in PDF
acrobat export pages from pdf; delete pages out of a pdf
C# PDF Text Extract Library: extract text content from PDF file in
Ability to extract highlighted text out of PDF document. How to C#: Extract Text Content from PDF File. C# example code for text extraction from all PDF pages.
cut pages out of pdf online; delete a page from a pdf file
1.44
PART 1
4.3 TRANSFORMER FARADAY SCREENS 
AND SAFETY SCREENS 
To prevent circulation of RF currents between the primary and secondary windings or 
between the primary and the grounded safety screen, the main switching transformer will 
usually have at least one RFI Faraday screen in the primary winding. In some applications, 
an additional safety screen will be required between the primary and secondary windings. 
There are major differences between the Faraday RFI screens and the safety screens in 
construction, location, and connection. Safety regulations require that the safety screens 
be returned to the ground plane or chassis, whereas RFI screens will normally be returned 
to the input or output circuits. The EMI screens and connections may be made of very 
FIG. 1.4.1 Return paths for capacitively coupled Faraday screen currents in primary 
and secondary circuits. 
FIG. 1.4.2 Insulated Faraday screen, positioned between TO3 switching transistor and heat sink. 
One example of a TO3 transistor Faraday screen is shown in Fig. 1.4.2. The primary 
switching transistor, with its high voltage and high-frequency switching waveform, would 
couple a significant noise current through the capacitance between the transistor case and 
the main chassis unless a screen is fitted between them. In the mounting arrangement 
shown in Fig. 1.4.2, the copper screen will return this parasitic noise current to the input 
circuit, thus completing the current loop without introducing current into the ground plane. 
The screen will not inject any significant current through the capacitance to the heat sink, 
because it has a relatively small high-frequency ac voltage relative to the chassis or ground 
plane. The designer may identify other areas where problems can occur; in that event, 
similar screening should be used. 
4. FARADAY SCREENS
1.45
The RFI screen shown on the secondary side is fitted only when maximum noise rejection 
is required or when output voltages are high. This screen would be returned to the common 
output line. Transformer screens should be fitted only when essential, as the increased buildup 
and winding height increase the leakage inductance and degrade the performance. 
To prevent the high-frequency screen return currents (which can be considerable during 
the switching transient) from coupling to the secondary by normal transformer action, the 
screen connections should be made to the center of the screen, rather than one end. In this 
way, the capacitively coupled screen return currents flow in opposite directions around 
each half of the screen, cancelling any inductive coupling effects. Remember, the ends of 
the screen must be insulated to prevent a closed turn. 
4.4 FARADAY SCREENS ON OUTPUT 
COMPONENTS 
For high-voltage outputs, RFI screens may be fitted between the output rectifiers and their 
heat sinks. If the secondary voltages are small, say 12 V or less, the secondary transformer 
RFI screen and rectifier screens should not be required. 
lightweight copper, as they carry very little current. However, for safety reasons, the safety 
screen must be rated for a current of at least three times the supply fuse rating.
Figure 1.4.3 shows the typical arrangement of safety and RFI screens in a switchmode 
transformer for “off-line” use. In the fully screened application shown, the two RFI screens 
will be adjacent to the primary and secondary windings, and the safety screen will be 
between the two RFI screens. If secondary RFI screens are not required, the safety screen 
will be between the primary RFI screen and any output windings. As a further insulation 
precaution, the primary RFI screen may be DC isolated from the input powerlines by a 
series capacitor. (A value of 0.01 μF at the rated isolation voltage is usually sufficient.) 
FIG. 1.4.3 Fully screened transformer, showing positions and connections 
of primary and secondary Faraday screens, with an additional primary-to-
secondary safety screen. 
1.46
PART 1
If the diode and transistor heat sinks are completely isolated from the chassis (for example, 
mounted on the pcb), Faraday screens are unlikely to be required on these components. 
4.5 REDUCING RADIATED EMI IN GAPPED 
TRANSFORMER CORES
Ferrite flyback transformers and high-frequency inductors will usually have a relatively 
large  air  gap in the magnetic path, to define the inductance or  to prevent saturation. 
Considerable energy can be stored in the magnetic field associated with this air gap. Unless 
FIG. 1.4.4 A method of reducing parasitic RFI currents in chassis-mounted output diode heat 
sinks by fitting the output choke in the common return line. (a) Push-pull applications; (b)
single-ended outputs. 
The need for Faraday screens on output rectifier diodes can sometimes be eliminated by 
putting the output filter choke in the return line, thus making the diode heat sink dead to RF 
voltages. Typical examples are shown in Fig. 1.4.4 a and b.
4. FARADAY SCREENS
1.47
the transformer or choke is screened, an electromagnetic field (EMI) will be radiated from 
the gap, and this can cause interference to the supply itself or to local equipment. Further, 
this radiated field may exceed the radiated EMI limits. 
The largest field radiation will occur with cores that have a gap in the outer limbs or 
a gap that is equally distributed across the pole pieces. This radiation may be reduced by 
a factor of 6 dB or more by concentrating the air gap in the center pole only. With totally 
enclosed pot cores, the reduction in radiation by using only a center pole gap would be 
much greater. However, for off-line applications, the pot core is not often used because the 
creepage distance requirements at higher voltages usually cannot be satisfied. 
Concentrating the air gap in the center pole alone increases the temperature rise and 
reduces efficiency. This increased loss is probably due to magnetic fringe effects at the 
edges of the pole pieces in the center of the winding. The disturbance of the magnetic field 
within the windings results in additional skin and eddy-current losses, and a further reduc-
tion in efficiency of up to 2%. Also, the increased losses in the region of the gap can cause 
a hot spot and premature failure of the insulation in this area. 
In cores that are gapped in the outer legs, the addition of a copper screen around the 
outside of the transformer gives a considerable reduction in radiation. Figure 1.4.5 shows 
a typical example. 
FIG. 1.4.5 Copper screen fitted to a switching transformer, to reduce RFI and 
EMI radiation. (Note: Screen goes around the outside of the core legs.) 
This screen should be a totally closed loop around the outside of the transformer, over 
the outer limbs and windings, and centered on the air gap. The width of the screen should 
be approximately 30% of the width of the bobbin and should be in the same plane as the 
windings. To be effective, it must have minimum resistance; a copper screen with a thick-
ness of at least 0.010 in is recommended. 
It would appear that this screen is effective because of both eddy-current losses and the 
action of the closed loop. The current induced in the closed loop will generate a back MMF 
to oppose radiation. In flyback transformers, the screen should not be more than 30% of 
the bobbin width, as problems of core saturation have been observed with wide screens. 
Although the screen is normally used for cores that are gapped in the outer legs, it will be 
effective for transformers with a gap in either the center pole or the outer legs. In either case, 
there will be a reduction in magnetic radiation of up to 12 dB. 
However, the application of a transformer screen results in lower transformer efficiency. 
This is due to the additional power losses in the screen, caused by eddy-current heating 
effects. If the air gap is in the outer poles, the power loss in the screen may amount to as 
Documents you may be interested
Documents you may be interested