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3.7. Specifications on data patterns
RP184 also recommends that jitter specifications identify
the test signal used for the jitter measurement. Both
SMPTE 259M and SMPTE 292M specify color bars as 
a non-stressing test signal for jitter measurement. They 
caution that using a stressing signal with a long run of 
zeros can give misleading results. 
In particular, the SDI checkfield defined in SMPTE RP 198
will generate pathological signals for stress testing hard-
ware-based equalization and clock recovery processes that
contain long intervals of constant signal voltage. Suppose
that the method used to measure jitter on a source output
includes such clock extraction or equalization processes.
While these processes always contribute some small level
of internal jitter, the pathological signals can increase this
internal jitter significantly, which can increase the measured
peak-to-peak amplitude value relative to SDI signals with
more typical characteristics.
While pathological signals are quite valuable in stress test-
ing, tests to verify that a signal source conforms to SMPTE
jitter specifications should not use these signals. Methods
that use an external reference rather than clock extraction
could successfully measure jitter on pathological signals.
However, as noted in SMPTE RP 192, these methods only
give a “coarse survey of jitter in an SDI signal.” The meas-
urement result “depends on the stability of the reference
signal” and “does not allow bandwidth restriction as gener-
ally required in jitter specification.”
3.8. Summary of jitter specifications
Table 2 summarizes the specifications relevant to measuring
and characterizing SDI signal jitter.
Jitter Measurement for Serial Digital Video Signals
Bandpass for
timing jitter
Bandpass for
alignment jitter
Voltage and
transition times
jitter amplitude
Recommended test signal
Signal format
10 Hz
10 Hz
At least 60 db/decade
At least 60 db/decade
> 1/10 clock rate
> 1/10 clock rate
At least –20 db/decade
At least –20 db/decade
± 1 dB
± 1 dB
1 kHz
100 kHz
At least 40 db/decade
At least 40 db/decade
> 1/10 clock rate
> 1/10 clock rate
At least –20 db/decade
At least –20 db/decade
± 1 dB
± 1 dB
800 mV ± 10 %
800 mV ± 10 %
0.0V ± 0.5 V
0.0V ± 0.5 V
0.4 ns
Not specified
1.5 ns
270 ps
0.5 ns
100 ps
0.2 UI
1.0 UI
0.2 UI
0.2 UI
Color bars
Color bars
Corner frequency
Corner frequency
Bandpass ripple
Corner frequency
Corner frequency
Bandpass ripple
Peak-to-peak signal amplitude
DC offset
Maximum transition time
Minimum transition time
Maximum difference between
rise and fall times
Timing jitter
Alignment jitter
Table 2. Summary of jitter specifications.
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Jitter Measurement for Serial Digital Video Signals
To understand how different instruments can yield different
jitter measurements, we have to enumerate the functions
involved in jitter measurement, i.e. all the places where 
differences can occur. Figure 16 shows a generic block 
diagram of a jitter measurement process. 
This diagram is a reasonable representation of hardware-
based jitter measurement processes implemented in many
video-specific measurement instruments. However, it 
does not fully represent any specific method. Also, this 
diagram does not correspond to the jitter measurement
processes used in general-purpose oscilloscopes, 
especially software-based approaches. Primarily, we 
use it as a convenient organizing structure for describing
the jitter measurement process.
4.1. Equalization
As described in section 3.4, the SMPTE standards specify
that measurements of a source output should be made
over short cable lengths. At these lengths, cable attenuation
will not impact the jitter measurement.
However, this is not the case when making measurements
to diagnose jitter-related problems in a video system. In this
case, engineers are typically measuring jitter in SDI signals
at the end of a long cable. Due to frequency-dependent
cable attenuation, these SDI signals will have intersymbol
interference that will appear as data-dependent jitter if the
signal is not equalized.
If the method used to measure the jitter in this SDI signal
does not have an equalization stage, the measured peak-
to-peak value will include the jitter introduced by ISI due to
cable length. However, because SDI receivers have cable
equalizers (see section 2.7), this jitter will typically not result
in decoding errors. In effect, the non-equalized measure-
ment result will include a jitter component that does not
lead to decoding errors.
To address this issue, some waveform monitors and other
video measurement instruments include an equalization
step in the jitter measurement process as shown in Figure
16. The peak-to-peak jitter amplitude measured after equal-
ization will better reflect jitter components that can affect
the receiver’s performance. The measurement will not
include jitter components that the receiver’s equalizer 
will remove.
Differences in the cable equalizer used in the equalization
stage can introduce differences in jitter measurement
results. Specifically, equalizers differ in their ability to com-
pensate for cable-related ISI. When measuring jitter in SDI
signals at the end of long cables, data-dependent jitter due
to imperfect equalization can increase the peak-to-peak 
jitter amplitude measurement compared to a measurement
made with a better equalizer. While noticeable, the differ-
ences in peak-to-peak jitter amplitude measurements due
to imperfect equalization are much smaller than the differ-
ences between equalized and non-equalized measurements.
When measuring jitter in an SDI source output over a short
cable, an equalization stage can affect peak-to-peak ampli-
tude measurements. Noise in the equalization process can
add jitter to the SDI signal that can increase the measure-
ment result. Typically, equalization noise adds only a small
amount of jitter, though it can make a noticeable contribu-
tion to the jitter noise floor (see section 4.6). 
Equalization can also affect jitter measurements when the
SDI signal has long intervals at constant voltage, e.g.,
pathological signals. As noted in section 2.8, these signal
characteristics stress the equalization process. In this case,
equalization-related effects can impact peak-to-peak jitter
amplitude measurements made over cables of any length.
Figure 16. The functions involved in jitter measurement (Causes of measurement discrepancies are indicated in parentheses).
4.0 The Functions Comprising Jitter Measurement
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Because the standards focus on jitter performance at the
serial output of an SDI source, they do not give any guid-
ance on the use of equalization or any specifications for
equalization methods. While jitter measurement has a key
role in evaluating video source equipment, it has an equally
critical role in deploying and maintaining highly reliable 
production, distribution and broadcast systems. Hence, 
the standards will need to address equalization in jitter
measurement methods to ensure measurement accuracy
and consistency in this application.
4.2. Transition detection
As noted in section 2.3, jitter is the variation of signal transi-
tions from their ideal positions in time. To measure these
variations, the measurement process needs to determine
the point in time when an actual signal transition occurs.
Like signal decoding, it uses a decision threshold in this
transition detection process.
The time separation between ideal positions equals a multi-
ple of the unit interval. Hence, the optimal decision level for
transition detection would ensure that the time separation 
of actual transitions in a jitter-free signal would also equal
multiples of a unit interval.
For transitions with equal rise and fall times, this optimal
decision level equals the 50% point in the transition. This
threshold falls on the crossover points in the Eye diagram
for these signals and equals the level where the Eye has 
the maximum width (Figure 17).
Using a non-optimal decision threshold in transition detec-
tion introduces jitter. Figure 18 illustrates this effect using a
schematic representation of the Eye diagram for a jitter-free
signal whose transitions have equal rise and fall times. A
transition detector using the optimal decision threshold
located midway between the signal levels (blue line) would
locate both rising and falling edges at the Eye crossover
points. The time between any rising edge detection and the
detection of the subsequent falling edge will always equal
some multiple of the unit interval. The time between any
falling edge detection and the detection of the subsequent
rising edge will also equal a multiple of the unit interval. 
Now consider a transition detector using a non-optimal
decision threshold located closer to the high signal level
(red line). When the signal had a rising edge followed by a
falling edge, this transition detector would locate the rising
edge after the crossover point and the corresponding falling
edge before the crossover point. The time between these
two edges would be less than the appropriate multiple of
the unit interval. 
When the signal had a falling edge followed by a rising
edge, this transition detector would locate the falling edge
before the crossover point and the corresponding rising
edge after the crossover point. The time between these 
two edges would be greater than the appropriate multiple
of the unit interval. 
Because of the non-optimal decision threshold, the detect-
ed transitions vary from their ideal positions. This non-opti-
mal transition detection process has introduced a determin-
istic jitter component called duty-cycle dependent jitter.
Jitter Measurement for Serial Digital Video Signals
Figure 17. Eye diagram of signal with equal rise and fall times
showing optimum decision threshold for transition
detection at the 50% point.
Figure 18. Non-optimal decision threshold introduces duty cycle
dependent jitter.
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Jitter Measurement for Serial Digital Video Signals
Using the optimal decision threshold in transition detection
will yield a smaller jitter measurement since the measured
value does not include duty-cycle dependent jitter arising
from a non-optimal level. Hence, we can say that the opti-
mal decision threshold for transition detection is the level
that minimizes jitter and maximizes Eye width.
Most measurement instruments have AC-coupled inputs
and set the decision threshold for transition detection to the
average signal voltage of the AC-coupled signal. In most
cases, this approach results in near-optimal transition
detection because typical SDI signals are symmetric “in the
long term” (see section 2.9). Over durations equal to many
unit intervals, the signal spends nearly the same amount of
time at each voltage level. The average signal voltage over
these durations lies close to optimal position for transition
detection at the midpoint of the Eye height (Figure 17).
The AC-coupling effects described in section 2.9 can affect
jitter measurement as well as signal decoding. In particular,
long constant-voltage intervals in an SDI signal can shift the
signal relative to a fixed decision threshold (see Figure 6).
The near-optimal decision threshold for a symmetric SDI
signal with many transitions becomes a non-optimal deci-
sion threshold for a shifted signal with long constant voltage
intervals. In this case, the transition detection stage in the
jitter measurement introduces duty-cycle dependent jitter.
In the short term, typical SDI signals can spend several unit
intervals at the same signal level. Generally, measurement
instruments adequately compensate for AC-coupling effects
related to this short-term behavior. So, for most SDI signals,
the transition detection stage does not introduce enough
duty-cycle dependent jitter to affect the peak-to-peak
amplitude measurement.
Equalizer stress patterns in pathological SDI signals can
introduce significant shifts in the AC-coupled signal (see
Figure 10). In this case, duty-cycle dependent jitter intro-
duced in the transition detection stage could increase the
peak-to-peak jitter amplitude measurement. 
These effects support SMPTE’s caution against using stress
patterns in measuring output jitter in SDI signal sources.
The recommended color bar pattern generates an SDI sig-
nal with frequent transitions. After AC-coupling, the average
voltage level in this signal will closely match the optimal
decision threshold for transition detection.
Non-symmetric transitions can also impact jitter measure-
ment. Although most SDI signals have nearly symmetric
transitions times, the standards allow a significant difference
in rise and fall times. Figure 19 shows an SDI signal that
conforms to the standard but has a slow rise time and a
fast fall time. The Eye crossover points appear well below
the 50% point in the transition. 
If the transition detection stage in a jitter measurement
process used a decision level equal to the 50% point in the
transition, the measurement results would include a signifi-
cant amount of duty-cycle dependent jitter. A jitter measure-
ment method that could align the decision threshold with
the Eye crossover points (maximum Eye width) would give a
smaller result (minimal jitter). 
The standards do not give any guidance regarding the deci-
sion threshold for the transition detection stage in the jitter
measurement process. In particular, they do not have speci-
fications on compensating for AC-coupling effects or
accommodating non-symmetric signal transitions. 
While differences in transition detection are not a primary
source of difference in jitter measurement, additional guid-
ance will help ensure more consistent results. Appropriate
specification in this area reduces the potential for inconsis-
tent measurement results due to duty-cycle dependent jitter
arising from non-optimal transition detection.
Figure 19. Acceptable SDI signal with slow rise time and a fast fall
time shows the 50% point does not always equal the
optimal decision level for transition detection.
C# PDF Text Extract Library: extract text content from PDF file in
How to C#: Extract Text Content from PDF File. Add necessary references: RasterEdge.Imaging.Basic.dll. RasterEdge.Imaging.Basic.Codec.dll.
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4.3. Phase detection/demodulation
As noted in section 2.3, we will view jitter as a phase 
modulation of the serial data stream. The phase detection/
demodulation stage in the jitter measurement process sep-
arates this phase modulation from the input signal using
one of two basic approaches: 
Sampling the phase modulation in the input signal by
collecting individual amplitude measurements of the
phase variation in signal transitions.
Using demodulation techniques to generate a 
demodulated jitter signal that corresponds to the 
phase modulation in the input signal.
In the following sections, we will describe the characteristics
of three methods used in this stage of the jitter measure-
ment process:
The Equivalent-time Eye method constructs an
Equivalent-time Eye diagram of the signal and measures
the amount the edge samples in the Eye vary from their
ideal positions.
The Phase Demodulation method applies two appro-
priately filtered clock signals to a phase detector. The
output from the phase detector is the demodulated 
jitter signal.
The Real-time Acquisition method applies signal pro-
cessing algorithms to one or more acquisition records
captured in real-time from single trigger events to 
measure the amount each signal edge in the acquisition
record varies from its ideal position.
Video-specific measurement instruments commonly use 
the first two methods listed. We include a description of 
the third method to briefly touch on some aspects of using
real-time oscilloscopes to measure jitter in SDI signals.
These general descriptions will cover some key characteris-
tics of these methods that can introduce differences in jitter
measurements. They are not in-depth reviews of measure-
ment techniques or the capabilities and performance of
specific instruments. Rather, they identify some key factors
to consider when comparing jitter measurement made by
different instruments.
4.3.1. Phase detection/demodulation: Equivalent-time
Eye method
Figure 20 illustrates the Equivalent-time Eye method.
While this diagram reasonably represents implementation 
of this method in video-specific measurement instruments,
it does not represent jitter measurement in sampling oscillo-
scopes or other general-purpose instruments that use
equivalent-time sampling. Current-generation sampling
oscilloscopes and signal analyzers use significantly more
sophisticated techniques in implementing jitter measure-
ment processes, often with extensive software-based 
signal processing. Hence, the following description does
not reflect the capabilities and performance of these 
Jitter Measurement for Serial Digital Video Signals
Figure 20. Equivalent-time Eye method.
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Jitter Measurement for Serial Digital Video Signals
Operation and frequency response
This method uses a recovered clock to form an Equivalent-
time Eye diagram of the input SDI signal. This recovered
clock tracks jitter frequencies below the loop bandwidth 
of the narrow-band phase-lock loop (PLL), ƒ
This low frequency jitter in the recovered clock compen-
sates for the corresponding low frequency jitter in the input
signal. As a result, the Eye diagram only contains jitter with
spectral components above ƒ
. With the proper configura-
tion (see section 4.4.1), the narrow-band PLL can realize
the highpass characteristics specified for measuring timing
jitter (Figure 13) or alignment jitter (Figure 14).
To make an automated jitter measurement, the instrument
detects signal samples in the Equivalent-time Eye that lie
close to the decision threshold used for transition detection.
For each sample, it then computes the time difference
between the signal sample and the Eye crossover point.
The signal sample corresponds to an actual edge position
and the Eye crossover point corresponds to an ideal edge
position. The computed difference equals the amount of
phase variation in an actual signal edge, or equivalently, a
sample of the signal jitter. The instrument builds a histogram
of these jitter amplitude measurements over some number
of edge samples and reports the width of this histogram as
the peak-to-peak jitter amplitude.
Figure 21 shows an Equivalent-time Eye pattern created by
using this method on an HD-SDI signal. It also shows a 
typical histogram of jitter amplitude measurements and the
associated collection window. In this example, the his-
togram width equals 187 ps. The unit interval for an HD-SDI
signal equals 673 ps. So, the measured peak-to-peak jitter
amplitude for this signal is 187/673 = 0.278 UI.
Transition detection 
In the Equivalent-time Eye method, transition detection
occurs when the instrument selects the Eye samples used
in the jitter amplitude measurements. To avoid adding duty-
cycle dependent jitter to the peak-to-peak jitter amplitude
measurement, the histogram collection window should align
with the optimal decision threshold for transition detection
(see section 4.2). Further, the height of the histogram win-
dow should not exceed 5% of the Eye height. Otherwise,
the measurement process will include edge samples from
the upper and lower portions of the Eye where the finite rise
and fall times of signal transitions introduce duty-cycle
dependent jitter (see section 4.2).
For symmetric SDI signals, vertically centering the his-
togram window in the middle of the Eye diagram will gener-
ally produce optimal transition detection. For SDI signals
with non-symmetric rise and fall times, the crossover points
are not vertically centered in the Eye (Figure 19). For these
signals, a peak-to-peak jitter amplitude measurement made
with a histogram window centered in the middle of the Eye
will contain some duty-cycle dependent jitter. The measured
value will be larger than a measurement made with a his-
togram window centered on the optimal decision level that
passes through the crossover point of the Eye.
Unless the measurement process compensates for AC-
coupling effects, the Eye diagram can shift from its nominal
position (see section 2.11). With a histogram collection win-
dow fixed in the middle of the nominal Eye diagram, these
shifts will introduce duty-cycle dependent jitter. Even with
compensation, pathological SDI signals with equalizer
stress patterns can significantly shift the Eye diagram and
add duty-cycle dependent jitter that increases the peak-to-
peak jitter amplitude measurement. In Equivalent-time Eye
diagrams, the presence of “flyer” points outside the main
Eye diagram indicates that AC-coupling effects have shifted
the signal levels.
Figure 21. Histogram measurement of peak-to-peak jitter.
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Dynamic range
The Equivalent-time Eye method computes variations in
transition times with respect to the nearest Eye crossover
point, not with respect to the actual transition in the signal.
Thus, the absolute value of these variations cannot exceed
0.5 UI, even if some of the samples actually came from
transitions that varied more than 0.5 UI from their ideal
positions. Hence, the method shown in Figure 20 
cannot quantify jitter with peak-to-peak amplitude 
greater than 1 UI.
SMPTE RP 192 describes an alternative to the method
shown in Figure 20 that can measure peak-to-peak jitter
amplitudes above 1 UI. However, this method does not use
the input signal to create the Eye diagram. Instead, it
replaces the input signal with a second extracted clock 
signal. We will briefly describe this method in section 
4.3.2 since it shares some characteristics with the Phase
Demodulation method.
Sampling, sampling rate, and coverage
The collection rate for the histogram of jitter amplitude
measurements falls well below the Equivalent-time Eye
sampling rate. Since the measurement process needs to
use a small histogram window to avoid adding duty-cycle
dependent jitter to the peak-to-peak amplitude measure-
ment, only a small percentage of the Eye samples will fall
within the collection window. 
For example, suppose that only 2.5% of the Eye samples
fall inside the histogram window. If the instrument adds
samples to the Equivalent-time Eye diagram at a 10 MS/s
rate, the measurement process would collect histogram 
values at a rate of 250 kS/s. Thus, the histogram collection
process corresponds to a low-rate sampling of the signal
jitter. As a result, long observations times may be necessary
to fill out a histogram that adequately captures the peak-to-
peak jitter amplitude.
Signal displays
A single histogram collected as described in this section
contains samples of jitter from widely separated signal
edges. Jitter waveform or spectrum displays cannot be
meaningfully constructed from these histogram values.
The Eye display allows some qualitative assessment of jitter
behaviors. The Eye closure indicates the peak-to-peak jitter
amplitude, and patterns in the Eye display may indicate the
presence of deterministic jitter.
Manual measurements
To make a manual jitter measurement, vertical cursors are
placed on the signal samples that are: 
Lying on, or very close to, a line connecting the Eye
crossover points (optimal decision threshold)
Farthest to the left and right of a crossover point during 
a given time period 
The difference between the cursor readings divided by the
unit interval equals the peak-to-peak jitter amplitude in UIs.
Because of the low density or visibility of samples with large
jitter amplitudes, it may be difficult to place cursors at the
full extent of the signal jitter.
Jitter Measurement for Serial Digital Video Signals
Jitter Measurement for Serial Digital Video Signals
4.3.2. Phase detection/demodulation: Phase
Demodulation method
Figure 22 illustrates the Phase Demodulation method.
Operation and frequency response
A wide-band clock recovery circuit extracts clock x from the
digital signal. This clock tracks the jitter in the input signal
up to the clock recovery bandwidth, ƒ
. A narrow-band
PLL derives a reference clock y from clock x. Clock ycon-
tains only the jitter components with frequencies below ƒ
The phase detector creates a signal z proportional to the
phase difference between x and y, i.e. the demodulated 
jitter signal. This signal contains all jitter components with
frequencies between ƒ
and ƒ
. A subsequent stage
measures the peak-to-peak value of signal z.
With proper frequency response the narrow-band PLL will
realize the low frequency characteristics of the bandpass
defined for measuring timing jitter (Figure 13) or alignment
jitter (Figure 14). Alternatively, a high-pass filter inserted
between the phase detector and the peak-to-peak meas-
urement stage can implement these required restrictions.
To realize the high frequency bandpass characteristics
specified in the SMPTE standards the loop bandwidth of
the clock recovery hardware, ƒ
, would need to be at least
1/10 the clock rate of the SDI signal input. In practice, clock
recovery hardware cannot achieve this high loop bandwidth
for SDI signals. The loop bandwidth depends on the num-
ber of edges in the signal, and typical SDI signals do not
have a sufficient number of edges. Reasonably achievable
loop bandwidths fall well below 1/10 the data clock rate.
Thus, the Phase Demodulation method cannot realize the
high frequency bandpass characteristics specified in the
standards. If the input SDI signal contains jitter components
with frequencies between ƒ
and 1/10 the clock rate, the
peak-to-peak amplitude measured with this method could
be less than a measurement made with a method that fully
realized the lowpass characteristics.
Transition detection and dynamic range
In the Phase Demodulation method, transition detection
occurs during clock recovery. The issues around non-sym-
metric signal inputs described in section 4.2 could also
affect jitter measurements made with this method.
Although the phase detector has a usable dynamic range 
of no more than one clock cycle, the Phase Demodulation
method can measure peak-to-peak jitter amplitudes greater
than 1 UI by dividing the frequency of the x and yclock 
signals. Frequency division increases the clock period, i.e.
the size of the unit interval, but the amplitude of jitter in the
clock edges remains the same. With an appropriately
selected division ratio, jitter amplitudes much greater than 
1 UI with respect to the original clock frequency will corre-
spond to amplitudes below 1 UI with respect to the new
clock frequency. The phase detector can now successfully
separate the jitter signal from these lower frequency clocks.
Rescaling the demodulated jitter signal converts these
amplitudes back to the appropriate jitter amplitudes with
respect to the actual unit interval.
Sampling, sampling rate and coverage
Earlier-generation implementations of the Phase
Demodulation method used analog peak detection to
measure the peak-to-peak amplitude of signal z in Figure
22. Later-generation implementations measure the peak-to-
peak jitter amplitude of a digital version of the phase detec-
tor output (see section 4.5.1). Sampling rates meet the
Nyquist criterion of 2 x ƒ
for this band-limited demodulat-
ed jitter signal. At typical sampling rates, this method can
collect a large number of jitter samples in a short amount 
of time.
The Phase Demodulation method continuously monitors the
output of the phase detector. The peak-to-peak amplitude
measurement will include any intermittent jitter spikes and
other occasional or non-periodic jitter behaviors that occur
in this signal within the measurement window.
Figure 22. Phase Demodulation method.
Signal displays
As shown in Figure 23, the Phase Demodulation method
can present the demodulated jitter signal at the output of
the phase detector as a jitter waveform display. In this
example, the vertical scale shows the jitter amplitude in 
normalized units (UIs). The sweep rate equals two video
fields, and the display clearly shows jitter correlated to the
video field rate.
This direct, in-depth view of the jitter signal is especially
useful in characterizing jitter performance in video equip-
ment and in diagnosing jitter-related problems in video 
distribution systems. 
Converting the jitter waveform to the frequency domain 
will yield a jitter spectrum display, another valuable tool for
understanding jitter. The jitter waveform and spectrum dis-
plays created from the phase detector output will contain
information on jitter frequencies between ƒ
and ƒ
Manual measurement
To make a manual jitter measurement, horizontal cursors
are placed at the positive and negative peaks of the jitter
waveform. The difference between the cursor readings
equals the peak-to-peak jitter amplitude in UIs.
As shown in Figure 22, the phase detector output signal is
used to form the jitter waveform display and the jitter signal
output. This signal contains any internal jitter added by pre-
vious stages in the jitter measurement process. Manual
peak-to-peak jitter amplitude measurements made using
the jitter waveform display will contain this internal jitter. Any
displays or measurements made on the jitter signal output
will also contain this internal jitter contribution.
When making automated jitter measurements, many instru-
ments subtract a conservative estimate of the jitter noise
floor from the measured peak-to-peak jitter amplitude (see
section 4.6). In this case, the automated measurement can
be noticeably smaller than its corresponding manual meas-
urement. This difference can arise with any manual peak-to-
peak jitter amplitude measurement, not just measurements
made on the jitter waveform display available with the
Phase Demodulation method.
Measuring jitter amplitudes greater than 1 UI with the
Equivalent-time Eye method
As mentioned in section 4.3.1, SMPTE RP 192 describes
an alternative Equivalent-time Eye method that can meas-
ure peak-to-peak jitter amplitude above 1 UI. Like the
Phase Demodulation method, this approach extracts clocks
xand y from the input signal and divides their frequency.
Instead of using these signals as inputs to a phase detec-
tor, this method uses the y clock to trigger an oscilloscope
that forms an Eye diagram from the x clock signal. This
alternative Equivalent-Eye method can measure peak-to-
peak amplitude greater than 1 UI for jitter frequencies
between the bandwidth of the narrow-band PLL and the
bandwidth of the wide-band clock recovery circuit.
Jitter Measurement for Serial Digital Video Signals
Figure 23. Jitter Waveform Display on a Tektronix WFM700M.
4.3.3. Phase detection/demodulation: Real-time
Acquisition method
Figure 24 shows some of the main processes in the 
Real-time Acquisition method for jitter measurement. 
Overview of method and frequency response
An instrument first captures an acquisition record from a
single trigger event. Signal processing software detects
transitions and extracts a reference clock that defines the
ideal positions for transitions in the data signal.
After establishing this reference, the instrument measures
the time interval error (TIE) for each transition in the data
signal, i.e. the difference in time between the actual and
ideal positions. The Statistics stage analyzes the collection
of TIE measurements and determines various properties. In
particular, this stage computes the difference between the
maximum and minimum TIE values, which equals the peak-
to-peak amplitude of the jitter in the acquisition record with
respect to the recovered reference clock.
The signal processing used in extracting the reference clock
can implement different clock recovery algorithms. These
clock recovery algorithms differ in their ability to exclude
wander from timing and alignment jitter measurements.
Additional filtering may be needed to realize the highpass 
filter characteristics shown in Figure 13 and Figure 14.
Acquisition record size also affects this method’s frequency
response. In particular, it affects timing jitter measurement.
For example, suppose an instrument samples an SDI signal
at 10 GS/s and stores these samples in a 64 MB acquisi-
tion record. This acquisition corresponds to a time interval
of 6.4 ms, or slightly more than one period of 160 Hz jitter.
A measurement of the peak-to-peak timing jitter amplitude
using this record will not include a full cycle of any spectral
components in the jitter with frequencies below 160 Hz.
With currently available acquisition record sizes, a single
acquisition record can capture the jitter frequencies within
the specified bandpass for alignment jitter measurement
(Figure 14). Measuring spectral components down to the 
10 Hz low-frequency corner specified for timing jitter meas-
urement (Figure 13) requires TIE measurements collected
over multiple acquisitions. These TIE measurements will not
contain any information about signal jitter in the gaps
between acquisitions.
Transition detection and dynamic range
Typically, the parameters used in transition detection and
clock recovery can be adjusted. In particular, changing the
decision level used in the edge finding process can adjust
jitter measurements for non-symmetric SDI signals. Also,
the Real-time Acquisition method does not require any 
special configuration, e.g., clock division, to measure peak-
to-peak jitter amplitudes greater than 1 UI.
Sampling, sampling rate and coverage
The TIE measurements correspond to samples of the
demodulated jitter signal, although they are not equally-
spaced samples of the jitter signal. Figure 25 illustrates 
the correspondence between TIE measurement and 
jitter samples.
Figure 24. Real-time Acquisition method.
Jitter Measurement for Serial Digital Video Signals
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